Microstrip

Sección transversal de la geometría de microcinta. El conductor (A) está separado del plano de tierra (D) por un sustrato dieléctrico (C). El dieléctrico superior (B) es típicamente aire.

Microstrip es un tipo de línea de transmisión eléctrica que se puede fabricar con cualquier tecnología donde un conductor está separado de un plano de tierra por una capa dieléctrica conocida como sustrato. Las microstriplinas se utilizan para transmitir señales de frecuencia de microondas .

Las tecnologías de realización típicas son placas de circuito impreso , alúmina recubierta con una capa dieléctrica o, a veces, silicio o algunas otras tecnologías similares. Los componentes de microondas tales como antenas , acopladores , filtros , divisores de potencia , etc. pueden formarse a partir de microbandas, existiendo todo el dispositivo como patrón de metalización sobre el sustrato. Por lo tanto, Microstrip es mucho menos costoso que la tecnología tradicional de guías de ondas , además de ser mucho más liviano y compacto. Microstrip fue desarrollado por los laboratorios de ITT como un competidor de stripline (publicado por primera vez por Grieg y Engelmann en las actas IRE de diciembre de 1952 ^[1] ).

Las desventajas de la microbanda en comparación con la guía de ondas son la capacidad de manejo de energía generalmente menor y mayores pérdidas. Además, a diferencia de la guía de ondas, la microbanda normalmente no está encerrada y, por lo tanto, es susceptible a interferencias y radiación no intencionada.

Para obtener el menor costo, los dispositivos de microbanda se pueden construir sobre un sustrato FR-4 (PCB estándar) ordinario . Sin embargo, a menudo se encuentra que las pérdidas dieléctricas en FR4 son demasiado altas a frecuencias de microondas y que la constante dieléctrica no está suficientemente controlada. Por estas razones, se usa comúnmente un sustrato de alúmina . Desde la perspectiva de la integración monolítica, los microtrips con tecnologías de circuito integrado / circuito integrado de microondas monolítico podrían ser factibles, sin embargo, su rendimiento podría verse limitado por las capas dieléctricas y el grosor del conductor disponible.

Las líneas de microbanda también se utilizan en diseños de PCB digitales de alta velocidad, donde las señales deben enrutarse de una parte del ensamblaje a otra con una distorsión mínima y evitar una alta diafonía y radiación.

Microstrip es una de las muchas formas de línea de transmisión plana , otras incluyen la línea de banda y la guía de ondas coplanar , y es posible integrar todas estas en el mismo sustrato.

Una microbanda diferencial (un par de líneas de microbanda de señal equilibrada) se utiliza a menudo para señales de alta velocidad como relojes DDR2 SDRAM , líneas de datos USB de alta velocidad , líneas de datos PCI Express , líneas de datos LVDS , etc., a menudo todas en el mismo TARJETA DE CIRCUITO IMPRESO. ^{[2] [3] [4]} La mayoría de las herramientas de diseño de PCB admiten este tipo de pares diferenciales . ^{[5] [6]}

Inhomogeneidad

La onda electromagnética transportada por una línea de microbanda existe en parte en el sustrato dieléctrico y en parte en el aire por encima de él. En general, la constante dieléctrica del sustrato será diferente (y mayor) que la del aire, por lo que la onda viaja en un medio no homogéneo. En consecuencia, la velocidad de propagación se encuentra entre la velocidad de las ondas de radio en el sustrato y la velocidad de las ondas de radio en el aire. Este comportamiento se describe comúnmente indicando la constante dieléctrica efectiva (o permitividad relativa efectiva) de la microcinta; siendo ésta la constante dieléctrica de un medio homogéneo equivalente (es decir, uno que da como resultado la misma velocidad de propagación).

Otras consecuencias de un medio no homogéneo incluyen:

• La línea no admitirá una verdadera onda TEM ; a frecuencias distintas de cero, los campos E y H tendrán componentes longitudinales (un modo híbrido ). ^[7] Sin embargo, los componentes longitudinales son pequeños, por lo que el modo dominante se denomina cuasi-TEM. ^[8]
• La línea es dispersiva . Al aumentar la frecuencia, la constante dieléctrica efectiva asciende gradualmente hacia la del sustrato, de modo que la velocidad de fase disminuye gradualmente. ^{[7] [9]} Esto es cierto incluso con un material de sustrato no dispersivo (la constante dieléctrica del sustrato generalmente caerá al aumentar la frecuencia).
• La impedancia característica de la línea cambia ligeramente con la frecuencia (nuevamente, incluso con un material de sustrato no dispersivo). La impedancia característica de los modos que no son TEM no se define de manera única y, según la definición precisa utilizada, la impedancia de la microbanda aumenta, disminuye o disminuye y luego aumenta con una frecuencia creciente. ^[10] El límite de baja frecuencia de la impedancia característica se denomina impedancia característica cuasiestática y es el mismo para todas las definiciones de impedancia característica.
• La impedancia de onda varía a lo largo de la sección transversal de la línea.
• Las líneas de microcinta irradian y los elementos de discontinuidad como los topes y los postes, que serían reactancias puras en la línea de bandas, tienen un pequeño componente resistivo debido a la radiación de ellos. ^[11]

Impedancia característica

Wheeler desarrolló una expresión aproximada de forma cerrada para la impedancia característica cuasiestática de una línea de microbanda : ^{[12] [13] [14]}

${\displaystyle Z_{\textrm {microstrip}}={\frac {Z_{0}}{2\pi {\sqrt {2(1+\varepsilon _{r})}}}}\mathrm {ln} \left(1+{\frac {4h}{w_{\textrm {eff}}}}\left({\frac {14+8/\varepsilon _{r}}{11}}{\frac {4h}{w_{\textrm {eff}}}}+{\sqrt {\left({\frac {14+8/\varepsilon _{r}}{11}}{\frac {4h}{w_{\textrm {eff}}}}\right)^{2}+\pi ^{2}{\frac {1+1/\varepsilon _{r}}{2}}}}\right)\right),}$

donde w _eff es el ancho efectivo , que es el ancho real de la tira, más una corrección para tener en cuenta el espesor distinto de cero de la metalización:

${\displaystyle w_{\textrm {eff}}=w+t{\frac {1+1/\varepsilon _{r}}{2\pi }}\ln \left({\frac {4e}{\sqrt {\left({\frac {t}{h}}\right)^{2}+\left({\frac {1}{\pi }}{\frac {1}{w/t+11/10}}\right)^{2}}}}\right).}$

Aquí Z ₀ es la impedancia del espacio libre , ε _r es la permitividad relativa del sustrato, w es el ancho de la tira, h es el espesor ("altura") del sustrato y t es el espesor de la metalización de la tira.

Esta fórmula es asintótica a una solución exacta en tres casos diferentes:

1. w ≫ h , cualquier ε _r (línea de transmisión de placa paralela),
2. w ≪ h , ε _r = 1 (cable sobre un plano de tierra), y
3. w ≪ h , ε _r ≫ 1 .

Se afirma que para la mayoría de los demás casos, el error de impedancia es inferior al 1% y siempre inferior al 2%. ^[14] Al cubrir todas las relaciones de aspecto en una fórmula, Wheeler 1977 mejora sobre Wheeler 1965 ^[13] que da una fórmula para w / h > 3.3 y otra para w / h ≤ 3.3 (introduciendo así una discontinuidad en el resultado en w / h = 3,3 ).

Curiosamente, a Harold Wheeler no le gustaban los términos "microcinta" e "impedancia característica", y evitaba usarlos en sus artículos.

Otros autores han propuesto otras fórmulas aproximadas para la impedancia característica. Sin embargo, la mayoría de estos son aplicables solo a un rango limitado de relaciones de aspecto, o cubren todo el rango por partes.

En particular, el conjunto de ecuaciones propuesto por Hammerstad, ^[15] quien modifica Wheeler, ^{[12] [13]} son quizás las más citadas:

${\displaystyle Z_{\textrm {microstrip}}={\begin{cases}{\dfrac {Z_{0}}{2\pi {\sqrt {\varepsilon _{\textrm {eff}}}}}}\ln \left(8{\dfrac {h}{w}}+{\dfrac {w}{4h}}\right),&{\text{when }}{\dfrac {w}{h}}\leq 1\\{\dfrac {Z_{0}}{{\sqrt {\varepsilon _{\textrm {eff}}}}\left[{\frac {w}{h}}+1.393+0.667\ln \left({\frac {w}{h}}+1.444\right)\right]}},&{\text{when }}{\dfrac {w}{h}}\geq 1\end{cases}}}$

donde ε _eff es la constante dieléctrica efectiva, aproximada como:

${\displaystyle \varepsilon _{\textrm {eff}}={\frac {\varepsilon _{\textrm {r}}+1}{2}}+{\frac {\varepsilon _{\textrm {r}}-1}{2}}\left({\frac {1}{\sqrt {1+12(h/w)}}}\right).}$

Se dobla

Para construir un circuito completo en microcinta, a menudo es necesario que la trayectoria de una tira gire en un ángulo grande. Una curva abrupta de 90 ° en una microbanda hará que una parte significativa de la señal en la tira se refleje hacia su fuente, con solo una parte de la señal transmitida alrededor de la curva. Un medio de efectuar una curvatura de baja reflexión es curvar la trayectoria de la tira en un arco de radio al menos 3 veces el ancho de la tira. ^[16] Sin embargo, una técnica mucho más común, y que consume un área más pequeña de sustrato, es usar una curva en inglete.

Curva de inglete de 90 ° de microstrip. El porcentaje de inglete es 100 x / d .

En una primera aproximación, una curva abrupta sin inglete se comporta como una capacitancia de derivación colocada entre el plano de tierra y la curva en la tira. El corte en inglete de la curva reduce el área de metalización y, por lo tanto, elimina el exceso de capacitancia. El porcentaje de inglete es la fracción de corte de la diagonal entre las esquinas interior y exterior del doblez sin inglete.

Douville y James han determinado experimentalmente el inglete óptimo para una amplia gama de geometrías de microcinta. ^[17] Encuentran que un buen ajuste para el porcentaje óptimo de inglete viene dado por

${\displaystyle M=100{\frac {x}{d}}\%=(52+65e^{-(27/20)(w/h)})\%}$

sujeto a w / h ≥ 0,25 y con la constante dieléctrica del sustrato ε _r ≤ 25 . Esta fórmula es completamente independiente de ε _r . El rango real de parámetros para los cuales Douville y James presentan evidencia es 0.25 ≤ w / h ≤ 2.75 y 2.5 ≤ ε _r ≤ 25 . Informan un VSWR mejor que 1,1 (es decir, una pérdida de retorno mejor que −26 dB) para cualquier porcentaje de mitra dentro del 4% (de la d original ) del dado por la fórmula. Al mínimo w / h de 0,25, el porcentaje de inglete es del 98,4%, por lo que la tira está casi cortada.

Tanto para las curvas curvas como en inglete, la longitud eléctrica es algo más corta que la longitud de la trayectoria física de la tira.

Ver también

• Filtro de elementos distribuidos
• Acoplador de onda lenta
• Spurline , un filtro de muesca de microbanda

Referencias

1. Grieg, DD; Engelmann, HF (diciembre de 1952). "Microstrip-una nueva técnica de transmisión para la gama Klilomegacycle". Actas de la IRE . 40 (12): 1644–1650. doi : 10.1109 / JRPROC.1952.274144 . ISSN  0096-8390 .
2. Olney, Barry. "Enrutamiento de par diferencial" (PDF) . pag. 51.
3. Instrumentos de Texas (2015). "Directrices de diseño de la interfaz de alta velocidad" (PDF) . pag. 10. SPRAAR7E. Cuando sea posible, enrute las señales de pares diferenciales de alta velocidad en la capa superior o inferior de la PCB con una capa GND adyacente. TI no recomienda el enrutamiento en línea de bandas de las señales diferenciales de alta velocidad.
4. Intel (2000). "Directrices de diseño de plataformas USB de alta velocidad" (PDF) . pag. 7. Archivado desde el original (PDF) el 26 de agosto de 2018 . Consultado el 27 de noviembre de 2015 .
5. Laboratorios de silicio. "Guía de diseño de hardware USB" (PDF) . pag. 9. AN0046.
6. Kröger, Jens (2014). "Transmisión de datos a altas velocidades a través de Kapton Flexprints para el experimento Mu3e" (PDF) . págs. 19-21.
7. Denlinger, EJ (enero de 1971). "Una solución dependiente de la frecuencia para líneas de transmisión microstrip". Transacciones IEEE sobre teoría y técnicas de microondas . MTT-19 (1): 30–39. Código Bibliográfico : 1971ITMTT..19 ... 30D . doi : 10.1109 / TMTT.1971.1127442 .
8. Pozar, David M. (2017). Ingeniería de microondas Addison – Wesley Publishing Company. ISBN 978-81-265-4190-4 . 
9. Cory, H. (enero de 1981). "Características de dispersión de las líneas de microcinta". Transacciones IEEE sobre teoría y técnicas de microondas . MTT-29: 59–61.
10. Bianco, B .; Panini, L .; Parodi, M .; Ridetlaj, S. (marzo de 1978). "Algunas consideraciones sobre la dependencia de la frecuencia de la impedancia característica de microbandas uniformes". Transacciones IEEE sobre teoría y técnicas de microondas . MTT-26 (3): 182-185. Código Bibliográfico : 1978ITMTT..26..182B . doi : 10.1109 / TMTT.1978.1129341 .
11. Oliner, Arthur A. (2006). "La evolución de las guías de ondas electromagnéticas". En Sarkar, Tappan K .; Mailloux, Robert J .; Oliner, Arthur A .; Salazar-Palma, Magdalena; Sengupta, Dipak L. (eds.). Historia de la tecnología inalámbrica . Serie Wiley en Microondas e Ingeniería Óptica. 177 . John Wiley e hijos. pag. 559. ISBN 978-0-471-71814-7.
12. Wheeler, HA (mayo de 1964). "Propiedades de la línea de transmisión de bandas anchas paralelas mediante una aproximación de mapeo conforme". Transacciones IEEE sobre teoría y técnicas de microondas . MTT-12 (3): 280–289. Código Bibliográfico : 1964ITMTT..12..280W . doi : 10.1109 / TMTT.1964.1125810 .
13. Wheeler, HA (marzo de 1965). "Propiedades de la línea de transmisión de bandas paralelas separadas por una hoja dieléctrica". Transacciones IEEE sobre teoría y técnicas de microondas . MTT-13 (2): 172-185. Código Bibliográfico : 1965ITMTT..13..172W . doi : 10.1109 / TMTT.1965.1125962 .
14. Wheeler, HA (agosto de 1977). "Propiedades de la línea de transmisión de una tira sobre una hoja dieléctrica en un plano". Transacciones IEEE sobre teoría y técnicas de microondas . MTT-25 (8): 631–647. Código Bibliográfico : 1977ITMTT..25..631W . doi : 10.1109 / TMTT.1977.1129179 .
15. EO Hammerstad (1975), "Ecuaciones para el diseño de circuitos Microstrip", Quinta Conferencia Europea de Microondas de 1975 : 268-272, doi : 10.1109 / EUMA.1975.332206
16. Lee, TH (2004). Ingeniería de Microondas Planar . Prensa de la Universidad de Cambridge. págs. 173-174.
17. Douville, RJP; James, DS (marzo de 1978). "Estudio experimental de curvaturas de microcinta simétricas y su compensación". Transacciones IEEE sobre teoría y técnicas de microondas . MTT-26 (3): 175–182. Código Bibliográfico : 1978ITMTT..26..175D . doi : 10.1109 / TMTT.1978.1129340 .

Enlaces externos

• Microstrip en la enciclopedia de microondas
• Calculadora de análisis / síntesis de microstrip