Una cadena de RF es una cascada de componentes electrónicos y subunidades que pueden incluir amplificadores , filtros , mezcladores , atenuadores y detectores . [1] Puede adoptar muchas formas, por ejemplo, como receptor-detector de banda ancha para aplicaciones de guerra electrónica (EW), como receptor sintonizable de banda estrecha para comunicaciones, como repetidor en sistemas de distribución de señales o como amplificador y convertidores ascendentes para un transmisor-controlador. En este artículo, el término RF (radiofrecuencia) cubre el rango de frecuencias "frecuencias medias" hasta "frecuencias de microondas", es decir, de 100 kHz a 20 GHz.[2] : 15
Los parámetros eléctricos clave para una cadena de RF son la ganancia del sistema, la figura de ruido (o factor de ruido ) y el nivel de sobrecarga. [3] : 2 Otros parámetros importantes, relacionados con estas propiedades, son la sensibilidad (el nivel mínimo de señal que se puede resolver en la salida de la cadena); rango dinámico (el rango total de señales que la cadena puede manejar desde un nivel máximo hasta el nivel más pequeño que se puede procesar de manera confiable) y niveles de señales espurias (señales no deseadas producidas por dispositivos como mezcladores y amplificadores no lineales). Además, puede haber preocupaciones con respecto a la inmunidad a la interferencia entrante o, a la inversa, la cantidad de radiación indeseable que emana de la cadena. La tolerancia de un sistema a las vibraciones mecánicas también puede ser importante. Además, las propiedades físicas de la cadena, como el tamaño, el peso y el consumo de energía, también pueden ser consideraciones importantes.
Además de considerar el rendimiento de la cadena de RF, se discuten los requisitos de señal y señal a ruido de los diversos componentes de procesamiento de señal, que pueden seguirla, porque a menudo determinan las cifras objetivo para una cadena.
Conjuntos de parámetros
Cada red de dos puertos en una cadena de RF puede describirse mediante un conjunto de parámetros, que relaciona los voltajes y corrientes que aparecen en los terminales de esa red. [4] : 29 Algunos ejemplos son: parámetros de impedancia , es decir, parámetros z ; parámetros de admitancia , es decir, parámetros y o, para situaciones de alta frecuencia, parámetros de dispersión , es decir, parámetros S. [5] [6] : 663 Los parámetros de dispersión evitan la necesidad de que los puertos estén abiertos o en cortocircuito, que son requisitos difíciles de lograr en las frecuencias de microondas.
![](http://wikiimg.tojsiabtv.com/wikipedia/en/thumb/3/31/Two-port_network%282%29.png/220px-Two-port_network%282%29.png)
En teoría, si se conoce el conjunto de parámetros para cada uno de los componentes de una cadena de RF, entonces la respuesta de la cadena se puede calcular con precisión, sea cual sea la configuración. Desafortunadamente, adquirir la información detallada necesaria para llevar a cabo este procedimiento suele ser una tarea onerosa, especialmente cuando hay más de dos o tres componentes en cascada. Un enfoque más simple es asumir que la cadena es una cascada de componentes emparejados por impedancia y luego, posteriormente, aplicar un margen de tolerancia para los efectos de desajuste (ver más adelante).
Una hoja de cálculo del sistema
Una hoja de cálculo del sistema ha sido una forma popular de mostrar los parámetros importantes de una cadena, paso a paso, para el rango de frecuencia de interés. [3] Tiene la ventaja de resaltar las cifras clave de desempeño y también señalar dónde pueden ocurrir posibles áreas problemáticas dentro de la cadena, que no siempre son evidentes al considerar los resultados generales. Este gráfico se puede compilar manualmente [3] : 139 o, más convenientemente, mediante un programa de computadora [7] [8] [9] [10]
Además, se encuentran disponibles 'takeits' que brindan ayuda al diseñador del sistema. [11] [12] [13]
A continuación se dan algunas rutinas, útiles para el desarrollo de hojas de cálculo.
Temas clave de la hoja de cálculo
Para los parámetros considerados a continuación, se supone que la cadena contiene una cascada de dispositivos, cuya impedancia (nominalmente) coincide. Los procedimientos que se proporcionan aquí permiten que todos los cálculos se muestren en la hoja de cálculo en secuencia y no se utilizan macros. Aunque esto hace que la hoja de cálculo sea más larga, no se ocultan cálculos para el usuario. Por conveniencia, las columnas de la hoja de cálculo muestran la frecuencia en subbandas, con anchos de banda lo suficientemente estrechos para garantizar que cualquier rizado de ganancia esté suficientemente caracterizado.
![](http://wikiimg.tojsiabtv.com/wikipedia/en/thumb/d/db/Combined_data.png/220px-Combined_data.png)
Considere la enésima etapa de una cadena de dispositivos de RF. La ganancia acumulada , el factor de ruido , el punto de compresión de 1 dB [14] [3] : 119 y la potencia de ruido térmico de salida para los dispositivos anteriores (n-1) están dados por Gcum n - 1 , Fcum n - 1 , Pcum n - 1 y Ncum n - 1 , respectivamente. Deseamos determinar las nuevas cifras acumulativas, cuando se incluye la n- ésima etapa, es decir, los valores de Gcum n , Fcum n , Pcum n y Ncum n , dado que la n- ésima etapa tiene valores de G n , F n , P1 n por su ganancia, factor de ruido y punto de compresión de 1 dB, respectivamente.
Ganancia acumulada
La ganancia acumulada, Gcum n después de n etapas, viene dada por
y Gcum n (dB) viene dado por
donde Gcum n-1 (dB) es la ganancia total de las primeras (n-1) etapas y G n (dB) es la ganancia de la n-ésima etapa.
Las ecuaciones de conversión entre dB y términos lineales son:
y
Factor de ruido acumulativo (figura de ruido)
El factor de ruido acumulativo , después de n etapas de la cascada general, Fcum n viene dado por
donde Fcum n-1 es el factor de ruido de las primeras (n-1) etapas, F n es el factor de ruido de la n-ésima etapa y Gcum n es la ganancia total de n etapas.
La figura de ruido acumulada es entonces
- Nota 1: el uso de un amplificador con alta ganancia para la primera etapa asegurará que la degradación de la figura de ruido en las etapas posteriores sea pequeña o insignificante. Esto será lo mejor para la sensibilidad del sistema, ver más adelante.
- Nota 2: para una sección pasiva (con pérdidas) de la cadena, la figura de ruido de la sección es igual a la pérdida de esa sección. [15] [16] : 55 Entonces, por ejemplo, un atenuador de 3 dB tiene una figura de ruido de 3 dB.
Punto de compresión acumulativo de 1dB
Para propósitos de hoja de cálculo, es conveniente referir el punto de compresión de 1 dB [14] [17] a la entrada de la cadena de RF, es decir, P1cum n (entrada),
donde P1cum n-1 es el punto de compresión de 1 dB en la entrada de las primeras (n-1) etapas, P1 n es el punto de compresión de 1 dB para la n-ésima etapa, referido a su entrada y Gcum n es la ganancia total incluyendo la enésima etapa. Las unidades son [mW] o [Watt].
- Nota: para obtener el mejor resultado, es decir, un sistema tolerante a señales de alto nivel, se logra con una ganancia de entrada baja. Esto entra en conflicto con la necesidad de un factor de ruido general bajo, que requiere una ganancia alta en la primera etapa.
- Nota 2: El punto de compresión de 1 dB se abrevia como P1dB, iP1dB u oP1dB. Se refiere al nivel de potencia de entrada o salida medido en [dBm]. El rendimiento general del sistema puede evaluarse prácticamente mediante el método de compresión de 1 dB.
Los parámetros relacionados, como IP3 o IM3, son números ficticios útiles que se utilizan para evaluar el sistema. El dispositivo se quemaría aplicando el nivel de entrada IP3. La precisión de la medición con el analizador de espectro es (especificaciones HP / Agilent: + -1,0 dB y + -0,5 dB dispositivo personalizado). No persiga fracciones de dB. En sistemas lineales, todo esto da como resultado AGC.
Potencia de ruido acumulativo
La potencia de ruido térmico presente en la entrada de una cadena de RF, [18] : 44 [19] : 435 [20] : 229 es un máximo en un sistema de adaptación resistiva, y es igual a kTB, donde k es la constante de Boltzmann (= 1.38044 × 10 −23 J / K), T es la temperatura absoluta, en kelvin y B es el ancho de banda en Hz.
A una temperatura de 17 ° C (≡ 290 K), kTB = 4,003 × 10 −15 W / MHz ≡ -114 dBm para un ancho de banda de 1 MHz.
El ruido térmico después de n etapas de una cadena de RF, con ganancia total G T y factor de ruido F T viene dado por
donde k = constante de Boltzmann, T es la temperatura en kelvin y B es el ancho de banda en hercios, o
donde Ncum n (dBm) es la potencia de ruido total en dBm por 1 MHz de ancho de banda,
En los receptores, la ganancia acumulativa se establece para asegurar que la potencia de ruido de salida de la cadena esté en un nivel apropiado para las etapas de procesamiento de la señal que siguen. Por ejemplo, el nivel de ruido en la entrada de un convertidor de analógico a digital (A / D) no debe estar en un nivel demasiado bajo, de lo contrario, el ruido (y cualquier señal que contenga) no se caracterizará correctamente (consulte la sección sobre A / Ds, más tarde). Por otro lado, un nivel demasiado alto da como resultado la pérdida de rango dinámico.
Con los parámetros básicos de la cadena determinados, se pueden derivar otras propiedades relacionadas.
Puntos de intersección de segundo y tercer orden
A veces, el rendimiento a niveles altos de señal se define mediante el " punto de intercepción de segundo orden (I2)" y el " punto de intercepción de tercer orden (I3)", en lugar del punto de compresión de 1 dB. [14] Estos son niveles de señal teóricos que ocurren en la prueba de dos señales y corresponden a los puntos teóricos donde los productos de intermodulación de segundo y tercer orden alcanzan el mismo nivel de potencia que la señal de salida. [1] : 685 [3] : 91 La figura ilustra la situación.
![Compression and IM Products](http://wikiimg.tojsiabtv.com/wikipedia/en/e/e1/Compression_and_Intermods.png)
En la práctica, los niveles de intercepción nunca se alcanzan porque un amplificador ha entrado en limitación antes de que se alcancen, pero son puntos teóricos útiles desde los que predecir los niveles de intercepción a potencias de entrada más bajas. En términos de dB, disminuyen al doble de la tasa (IP2) y tres veces la tasa (IP3) de las señales fundamentales.
Cuando los productos, etapa a etapa, se suman de manera incoherente, los resultados acumulativos de estos productos se obtienen mediante ecuaciones similares a las del punto de compresión de 1 dB.
donde I2cum n-1 es el punto de intersección de segundo orden en la entrada de las primeras (n-1) etapas, I2 n es el punto de intersección de tercer orden para la enésima etapa, referido a su entrada y Gcum n es la ganancia total incluyendo la enésima etapa.
Similar,
donde I3cum n-1 es el punto de intersección de tercer orden en la entrada de las primeras (n-1) etapas, I3 n es el punto de intersección de tercer orden para la enésima etapa, referido a su entrada.
Los puntos de intercepción acumulativos son útiles para determinar el “rango dinámico libre de espurios” [16] : 519 de un sistema.
Existe una relación aproximada entre el nivel de intercepción de tercer orden y el nivel de compresión de 1 dB que es [21] : 59 [20] : 35
Aunque solo es una aproximación, se encuentra que la relación se aplica a un gran número de amplificadores. [17]
Relación señal-ruido
En la hoja de cálculo, la banda de frecuencia total de interés B (Hz) se divide en M subbandas (columnas de la hoja de cálculo) de B / M (Hz) cada una, y para cada subbanda (m = 1 a M) la térmica se deriva la potencia de ruido, como se describe anteriormente. En la práctica, estos resultados diferirán ligeramente, de columna a columna, si el sistema tiene rizado de ganancia.
La relación señal-ruido (S: N) es la potencia máxima de la señal del pulso (Psig) dividida por la potencia de ruido total (Pnoise) de los intervalos de frecuencia M, es decir
Esta es la relación S: N a frecuencias de RF. Puede estar relacionado con la relación S: N del video como se muestra a continuación.
Relaciones de RF y video S: N
Para propósitos de hoja de cálculo, puede ser útil encontrar la relación señal de RF a ruido que corresponde a una señal de video deseada a la figura de ruido después de la demodulación o detección. Como una cadena de RF generalmente tiene suficiente ganancia para que se ignore cualquier contribución de ruido del diodo detector, se puede demostrar que la S: N de video es [21] : 115
dónde
- P S = potencia de la señal de RF de entrada;
- 8B V y B R son los anchos de banda de video y RF;
- F '= F -1 / G donde G es la ganancia de la cadena y F el factor de ruido efectivo;
- k = constante de Boltzmann; y
- T = la temperatura ambiente
[Si hay una variación de ganancia significativa en la banda, entonces se puede dividir en M subbandas y los resultados se suman para estas subbandas, como se describió anteriormente].
A partir de la ecuación anterior, como la potencia de ruido en la banda de RF es P N = kTB R F ', se puede encontrar una relación entre las relaciones de RF y S: N de vídeo.
(Este resultado se puede encontrar en otra parte [22] : 188 ).
Al invertir la relación, se obtiene la relación señal / ruido de RF necesaria para lograr una relación S: N de vídeo determinada:
Sensibilidad de la señal
La sensibilidad de la señal es importante para los sistemas de recepción y se refiere al nivel mínimo de señal en la entrada que es necesario para dar una señal que puede resolverse de manera confiable mediante el proceso de detección al final de la cadena de RF. Este parámetro es menos importante en el caso de repetidores y controladores de transmisores donde los niveles de señal tienden a ser más altos y otras preocupaciones como la sobrecarga de etapa y la generación de señales espúreas tienden a ser más relevantes.
Determinar un valor para la sensibilidad del sistema puede ser difícil y depende de muchas cosas, incluido el método de detección, el método de codificación de la señal, el ancho de banda del canal de RF y si está involucrado o no procesamiento digital. Dos parámetros importantes que se utilizan para evaluar el rendimiento de la sensibilidad de un sistema son [23] : 2.16 [15] : 204 la "Probabilidad de detección" y la "Tasa de falsas alarmas".
Los métodos estadísticos se utilizan a menudo en el proceso de decisión (ver Tsui [24] : 20 y Skolnik [25] : 16 ).
Sensibilidad tangencial
![](http://wikiimg.tojsiabtv.com/wikipedia/en/thumb/3/32/Tangential_Sensitivity%282%29.png/220px-Tangential_Sensitivity%282%29.png)
La sensibilidad tangencial, (TSS), define la potencia de entrada que da como resultado una relación señal de vídeo a ruido de aproximadamente 8 dB desde el detector. [24] : 16 La miniatura muestra un ejemplo de un pulso detectado típico en el límite de TSS, con el pulso + ruido en un nivel justo por encima del piso de ruido. El nivel de TSS es un valor demasiado bajo para una detección de pulso confiable en un escenario práctico, pero se puede determinar con suficiente precisión en pruebas de banco en un receptor para proporcionar una cifra de guía rápida para el rendimiento del sistema.
En un receptor de banda ancha, con un detector de ley cuadrada, el valor de TSS en los terminales de entrada de la cadena viene dado por, [24] : 18
A partir de esto, se puede obtener el S: N de la señal de RF en la entrada del detector cuando la salida de video está en TSS.
Esta ecuación muestra que la S: N en RF es típicamente menor que la unidad, en sistemas de banda ancha, cuando la salida de video está en TSS. Por ejemplo, si B R / B V = 500, la ecuación da (S: N) R = 0.17 (≈ -7.7 dB). (Nota: se obtiene un resultado similar utilizando la ecuación que relaciona las relaciones de RF y vídeo S: N, dada en la sección anterior [22] : 190 ).
La miniatura muestra la salida de video simulada (en TSS) correspondiente a un pulso de RF en ruido de banda ancha con S: N = 0.17 y una relación de ancho de banda de 500.
Figura de referencia AS: N para la detección de pulsos
La sensibilidad de un sistema puede tomarse como la "señal mínima detectable". Este es el nivel de señal que excede un valor de umbral por un margen adecuado (si el nivel se establece demasiado bajo, los picos de ruido lo excederán con demasiada frecuencia y si la señal + ruido no lo excede en un margen suficiente, entonces puede caer por debajo de el umbral que da la terminación del pulso prematuramente. Por lo tanto, al determinar la señal mínima detectable, es necesario elegir los valores de "tasa de falsas alarmas" y "probabilidad de detección" apropiados para los requisitos del sistema. Para ayudar al diseñador, hay gráficos disponibles para ayudar a determinar la relación S: N necesaria en el detector. [24] : 30 [25] : 28 [26] : 2.19 [27] : 21 [15] : 357
En el caso de la detección de pulsos de una señal en ruido, siguiendo al detector en un receptor de banda ancha, donde el ancho de banda de RF excede en gran medida el ancho de banda de video, una cifra de referencia para un rendimiento confiable a S: N (en video) es de 16 a 18 dB. [21] : 87 Esta es una cifra útil para usar en hojas de cálculo, y corresponde a una probabilidad de detección de más del 99% para un objetivo de Swerling 1 [28] [29]
(Aunque los valores más bajos de S: N pueden dar cifras aceptables de "Probabilidad de detección" y "Tasa de falsas alarmas", la medición de la longitud de los pulsos se vuelve menos confiable porque los picos de ruido en los pulsos pueden extenderse por debajo del nivel de umbral elegido).
![](http://wikiimg.tojsiabtv.com/wikipedia/en/thumb/5/51/Two_Detected_Pulses.png/220px-Two_Detected_Pulses.png)
Como ejemplos, las miniaturas muestran ejemplos simulados de un pulso detectado, en ruido, donde S: N = 18 dB y 15 dB. Como se puede ver, si la S: N cae a 15 dB o menos, se vuelve difícil establecer un nivel de umbral para la detección de pulsos, que esté libre del piso de ruido y, sin embargo, no resulte en una terminación anticipada.
La relación S: N de video se puede relacionar con la relación RF S: N, como se mostró anteriormente.
En escenarios, como la detección de pulsos de radar, puede ocurrir la integración sobre varios pulsos y un valor más bajo de S: N se vuelve aceptable. [25] : 30 En general, la sensibilidad del sistema y la teoría de la detección de pulsos son temas especializados [20] : 12 ya menudo implican procedimientos estadísticos que no se adaptan fácilmente a las hojas de cálculo.
Desajustes
En el pasado, los dispositivos en una cadena de RF a menudo estaban interconectados por líneas de transmisión cortas , como el cable coaxial , [1] : 165 [30] [31] : 13–3 [4] : 165 (0.414 ”y 0.085 Los cables semirrígidos son populares [32] [2] : 481 ), por stripline [33] [4] : 168 [31] : 13–4 o por microstrip . [31] : 13–6 [33] Casi invariablemente, se producen desajustes en las diversas interfaces.
Las ecuaciones estándar para una línea de transmisión, terminada en un desajuste, son [34] [20]
- Coeficiente de reflexión de voltaje = Γ, donde Γ = (Z I - Z 0 ) / (Z I + Z 0 )
- Pérdida de retorno (potencia) = 20.log | Γ | VSWR = (1 + Γ) / (1 - Γ) (ver Relación de ondas estacionarias )
- Pérdida por desajuste = -10.log (1 - Γ 2 )
![](http://wikiimg.tojsiabtv.com/wikipedia/commons/thumb/a/a9/Mismatched_Cable.png/220px-Mismatched_Cable.png)
La respuesta de una línea de transmisión no coincidente
Si una línea de transmisión no coincide en ambos extremos, las señales reflejadas múltiples pueden estar presentes en la línea, lo que da como resultado una ondulación en la respuesta de frecuencia, como se ve en la carga.
Cuando solo se consideran los ecos de la primera vuelta (es decir, se ignoran las reflexiones múltiples), la respuesta de salida viene dada por
![](http://wikiimg.tojsiabtv.com/wikipedia/en/thumb/1/10/Response_of_Mismatched_Cable.png/220px-Response_of_Mismatched_Cable.png)
Dónde
- α es la pérdida para una sola pasada a través del cable,
- ρ 1 y ρ 2 son los coeficientes de reflexión de voltaje de las terminaciones,
- f es la frecuencia,
- T d es el retardo de propagación (paso único) del cable
En la miniatura se muestra un gráfico típico.
Esta respuesta tiene un componente de ondulación con un valor de pico a pico ΔA, dado por
La diferencia de frecuencia de pico a pico (o de valle a valle) de la ondulación viene dada por ΔΩ donde
La respuesta de múltiples desajustes
Una cadena de RF puede contener muchos enlaces entre etapas de varias longitudes. El resultado global se obtiene utilizando
Esto puede dar una respuesta general que está lejos de ser plana. Como ejemplo, una colección aleatoria de 25 enlaces en cascada (pero separados) da el resultado que se muestra. Aquí, se supone una selección aleatoria de retardos de ruta, con α tomado como unidad y ρ 1 y ρ 2 tomando el valor típico 0.15 (una pérdida de retorno ≈ 16 dB), para el rango de frecuencia de 10 a 20 GHz
![The Response of Multiple Mismatches](http://wikiimg.tojsiabtv.com/wikipedia/en/3/34/Multiple_Mismatches.png)
Para este ejemplo, sería aconsejable la calibración a intervalos de 50 MHz para caracterizar esta respuesta.
La amplitud de la ondulación se reduciría si se mejoraran los desajustes ρ 1 y ρ 2 pero, especialmente si se acortaran las longitudes de los enlaces de interconexión. Una cadena de RF, formada por componentes montados en la superficie, interconectados por una línea de banda, [4] : 168 que puede hacerse físicamente pequeña, puede lograr una ondulación de menos de 0,5 dB. El uso de circuitos integrados daría una ondulación aún menor (ver, por ejemplo, circuitos integrados de microondas monolíticos ).
Mezcladores
La presencia de un mezclador en una cadena de RF complica la hoja de cálculo porque el rango de frecuencia en la salida es diferente al de la entrada. Además, debido a que los mezcladores son dispositivos no lineales, introducen muchos productos de intermodulación, que son indeseables, especialmente en sistemas de banda ancha.
Para una señal de entrada a una frecuencia F sig y una frecuencia de oscilador local F lo , las frecuencias de salida de un mezclador están dadas por
donde myn son números enteros.
Por lo general, para un mezclador, la salida deseada es la frecuencia con n = m = 1. Las otras salidas a menudo se denominan "derivaciones" y generalmente no son deseadas. Los planes de frecuencia se elaboran a menudo, a menudo como una hoja de cálculo separada, para minimizar las consecuencias de estas señales no deseadas [35] [3] : 168 [36] [37]
Algunos puntos generales sobre el rendimiento del mezclador son:
- Los productos con myn pequeños tienden a tener la mayor amplitud, por lo que requieren la mayor atención y, si es posible, deben quedar fuera de la banda de paso operativa. Los productos cuando myn son altos tienden a ser de menor amplitud y, a menudo, pueden ignorarse.
- Los convertidores descendentes se realizan mejor con F LO configurado alto, es decir, F LO > F Sig .
- En los receptores, las señales de frecuencia de imagen son menos problemáticas si la FI (frecuencia intermedia) se establece muy alta. [20] : 10
- Las fugas del oscilador local se pueden minimizar mediante el uso de mezcladores de doble equilibrio [21] : 37 [16] : 652 [3] : 165
- Debe evitarse la presentación de señales de gran amplitud a un mezclador para evitar espolones de alto nivel. En consecuencia, es una mala práctica tener una alta ganancia antes de un mezclador (un requisito que puede entrar en conflicto con la necesidad de una figura de ruido general baja). En cualquier caso, la potencia LO aplicada al mezclador debería exceder en gran medida la potencia de la señal. [3] : 166
En un mezclador típico, el punto de compresión de 1 dB está entre 5 y 10 dB por debajo de la potencia del oscilador local. [38]
Tenga en cuenta que la relación aproximada entre IP3 y P1 difiere de la de los amplificadores. Para mezcladores, una expresión muy aproximada es: [20] : 35
Como esto es muy aproximado, es aconsejable consultar la especificación del mezclador en cuestión, para aclaraciones.
Gama dinámica
El rango dinámico (D R ) es el rango de potencias de entrada desde el de una señal apenas detectable hasta un nivel en el que la cadena se sobrecarga. [38]
D R está dado por
donde P max es la potencia máxima de la señal, discutida anteriormente, y P sens es la potencia de entrada más pequeña para la detección de señales (ver Sensibilidad, discutida anteriormente).
Intensidad de campo, ganancia de antena y potencia de señal para antenas receptoras
(Se hacen varias suposiciones para las ecuaciones que siguen. En primer lugar, si la señal entrante está polarizada, la antena se gira para que coincida con esa polarización, en segundo lugar, se supone que la impedancia de salida de la antena coincide con la del puerto de entrada de la cadena y , en tercer lugar, cuando se cita la ganancia, esta es la ganancia máxima de la antena (a veces denominada ganancia de puntería)
Cuando la densidad de potencia de una señal entrante es P inc, entonces la potencia en los terminales de la antena es P R viene dada por
Donde A eff es el área efectiva de la antena (o la apertura de la antena ). La densidad de potencia, que está en vatios por metro cuadrado, se puede relacionar con la intensidad del campo eléctrico E R , expresada en voltios por metro, por
La ganancia de la antena está relacionada con la apertura efectiva por. [39] : 90 [6] : 746 :
En la práctica, la apertura efectiva de la antena es menor que el área física real. Para un plato, el área efectiva es aproximadamente de 0,5 a 0,6 veces el área real, y para una antena de cuerno rectangular es aproximadamente de 0,7 a 0,8 veces el área real. [6] : 747 Para un dipolo no existe un área física real, pero como un dipolo de media onda tiene una ganancia de potencia [39] : 35 de 1,62 y el área efectiva se puede inferir de eso.
Pérdidas de front-end
Las pérdidas de entrada son aquellas pérdidas que ocurren antes del primer dispositivo activo de una cadena de receptor. A menudo surgen debido a los requisitos operativos de un sistema en particular, pero deben minimizarse, cuando sea posible, para asegurar la mejor sensibilidad posible del sistema. Estas pérdidas se suman al factor de ruido efectivo de la primera etapa del amplificador, dB por dB. [20] : 15
Algunas pérdidas son consecuencia de la construcción del sistema, como la pérdida del alimentador de antena a receptor y pueden incluir guía de ondas a coaxial. pérdida de transición. Otras pérdidas surgen de la necesidad de incluir dispositivos para proteger la cadena de altas potencias incidentes. Por ejemplo, un sistema de radar requiere una celda de transmisión-recepción (TR) [40] [41] [42] para proteger la cadena de las señales de alta potencia del transmisor del radar. De manera similar, se necesita un limitador frontal [43] , en un barco, para proteger la cadena de las emisiones de los transmisores de alta potencia ubicados cerca.
Además, el sistema puede incluir un filtro de paso de banda en su entrada, para protegerlo de señales fuera de banda, y este dispositivo tendrá alguna pérdida de paso de banda.
Requisitos de señal y S: N de los dispositivos de procesamiento de señales
Detectores (diodos)
Los diodos detectores para RF y microondas pueden ser diodos de contacto puntual, diodos Schottky , arseniuro de galio o dispositivos de unión pn. [44] De estos, los diodos Schottky y los diodos de unión requieren polarización para obtener mejores resultados. Además, los diodos de unión de silicio funcionan peor a altas frecuencias. Un diodo detector típico tiene un TSS de -45 a -50 dBm [24] : 136 [45] [46] y potencias de pulso pico de 20dBm, aunque es posible obtener mejores cifras [47] ).
A bajas potencias, los diodos tienen una característica de ley cuadrada, es decir, la tensión de salida es proporcional a la potencia de entrada, pero a potencias más altas (por encima de aproximadamente -15dBm) el dispositivo se vuelve lineal, con la tensión de salida proporcional a la tensión de entrada.
Los detectores de ley cuadrada pueden dar señales detectables en video, en sistemas de banda ancha, incluso cuando la RF S: N es menor que la unidad. Por ejemplo, utilizando las relaciones de RF a video dadas anteriormente, para un sistema que tiene un ancho de banda de 6 GHz y un valor de RF S: N de 0.185 (-7 dB), el video S: N (es decir, TSS) sea 6,31 (8 dB). (Las ecuaciones de Tsui dan un valor RF S: N de 0.171 para este ejemplo).
Detector-log-video-amplifiers (DLVA)
Los DLVA [48] [21] : 72 se han encontrado comúnmente en sistemas de radiogoniometría, utilizando múltiples canales, antenas entrecerradas y métodos de comparación de amplitud. [21] : 155 [49] También son útiles para comprimir el rango dinámico de las señales entrantes de los receptores, antes de la digitalización. Cubren rangos de frecuencia como 2 - 6 GHz y 6 - 18 GHz. También hay dispositivos de banda ancha disponibles que cubren el rango de 2 a 18 GHz.
Un DLVA simple contiene un detector de diodos de banda ancha seguido de un amplificador con una característica logarítmica y tiene un rango de potencia de entrada, típicamente, de -45dBm a 0dBm, [50] [51] [52] que puede incrementarse a -45 a + 15dBm en un DLVA de rango extendido. Se pueden combinar dos dispositivos, junto con un amplificador, para proporcionar un rango efectivo de -65dBm a + 15dBm.
En un DLVA de detección sucesiva, que incluye un amplificador de bajo ruido, el rango de potencia puede ser, típicamente, de -65dBm a + 10dBm [53] [51]
Sistemas de medición de frecuencia instantánea (IFM), unidades discriminadoras digitales (DDU)
Los IFM pueden proporcionar una medición de frecuencia de un solo pulso. [21] : 126 : 140 Incorporan un conjunto de discriminadores de frecuencia de línea de retardo, con longitudes de retardo que aumentan en una secuencia binaria o de otro tipo. [54] [55] Por lo general, incorporan alguna ganancia propia. El discriminador con la línea de retardo más larga establece la precisión y resolución de la medición de frecuencia, el correlador de línea de retardo más corto define el ancho de banda inequívoco del DFD y los correlacionadores restantes sirven para resolver ambigüedades. [56] Por lo general, hay un amplificador limitador de entrada presente en el IFM. Esto aumenta la señal recibida a un nivel constante para ser procesada por los correlacionadores, facilitando la tarea de decodificación de datos de frecuencia del procesador de frecuencia y enfatizando el "efecto de captura" cuando hay señales simultáneas. Normalmente, el amplificador de RF producirá un límite mínimo de 10 dB en el nivel de entrada de señal especificado más bajo. Si la relación RF S: N es demasiado baja, la salida del correlador de línea de retardo más largo (que establece la resolución de frecuencia del IFM) se degradará y hará ruido. A relaciones S: N altas (+ 10dBm), la precisión de la frecuencia medida se acerca al error rms limitado por el correlador, pero a aproximadamente -3dBm SNR, aparecen errores de ambigüedad, lo que provoca grandes imprecisiones de medición. [57]
El nivel de potencia de entrada más bajo de una DDU típica es de aproximadamente -75dBm, [57] y con una figura de ruido del receptor de 10 dB, da una precisión de frecuencia de aproximadamente 1 MHz [55] Tienen rangos dinámicos de 65 a 75 dB y cubren bandas de frecuencia como 2 - 6 GHz, 6–18 GHz y algunos dispositivos de banda ancha cubren 2 - 18 GHz. [58] [59] [55]
Con el advenimiento de las técnicas digitales, se han realizado procesos análogos a los de un sistema analógico. [60] [61]
Convertidores de analógico a digital (A / D)
Un convertidor de analógico a digital , [62] [63] ubicado al final de la cadena de RF, proporciona señales digitales para su posterior procesamiento. Como el A / D opera con señales muestreadas, es necesario que se cumpla el teorema de muestreo de Nyquist-Shannon , si no se quieren perder los datos. Como se mostró anteriormente, un pulso de RF de baja amplitud sumergido en ruido de banda ancha puede ser detectado por un detector de diodo de ley cuadrada. De manera similar, las señales de espectro ensanchado se pueden recuperar desde debajo del piso de ruido mediante compresión. En consecuencia, para garantizar que no se pierdan datos, la ganancia de la cadena debe ser lo suficientemente alta para garantizar que el ruido térmico active el A / D adecuadamente, de modo que cualquier señal presente dentro del ruido pueda recuperarse correctamente mediante el proceso de detección o compresión. Por lo general, el voltaje de ruido rms presente en la entrada del A / D debe ser uno o dos bits del rango A / D, pero no menor. Por otro lado, tener una ganancia de cadena excesiva de modo que el piso de ruido sea innecesariamente alto, resultará en la pérdida de rango dinámico.
Considere, como ejemplo, una señal chirp con un producto de ancho de banda de tiempo de 200 y una amplitud de ½ LSB que está incrustada en ruido con un voltaje rms de 1 LSB, presente en la entrada de un A / D. La salida digitalizada y cuantificada, en relación con el valor medio, es similar al ejemplo de la figura de la izquierda a continuación. Después de la compresión en el procesador de señal, se obtiene un pulso de gran amplitud, cuya magnitud está muy por encima del ruido, como se muestra en la figura de la derecha.
![Quantised and Compressed Waveforms.png](http://wikiimg.tojsiabtv.com/wikipedia/en/a/ae/Quantised_and_Compressed_Waveforms.png)
Este ejemplo muestra, involuntariamente, los beneficios del dither [64] [65] [66] que se utiliza para mejorar la linealidad y el rango dinámico de un A / D. En el caso de la señal considerada aquí, si no hubiera ruido presente, sino solo la señal sola, su amplitud sería insuficiente para operar el A / D.
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